第三章高频功率放大器第一节高频功放的工作特点(组图)

第三章高频功率放大器第一节高频功放的工作特点(组图)

深度res7532022-09-23 6:57:2322A+A-

第三章高频功放第一节窄带高频功放的工作特点第二节C类调谐功放的组成原理及分析方法第三节调谐功放实用电路第四节宽带高频功放与功率合成无线通信,为了提高高频信号的功率,需要用到高频功率放大器。根据放大信号的相对宽度分为: 1、 窄带高频功率放大器(又称调谐功率放大器)是以LC为负载的环路。以LC回路为负载,相对带宽<10%;相对带宽<10%;第三章高频功放2、宽带高频功放它以传输线变压器为负载,其相对带宽为第一节窄带高频功放的工作特性可以> 30%。调谐功率放大器研究的关键问题是功率和效率。为了提高效率,放大器必须工作在B类或C类,所以调谐功率放大器的集电极电流导通角为2φ<π,使晶体管进入非线性工作状态。只有当负载采用调谐回路时,才能选择特定频率的信号来完成匹配线性功放的任务,从而形成自己的工作特性:匹配线性功放的任务,从而形成自己的工作特点:1.由于功率放大的要求,所以在大信号情况下管子会进入非线性区2.由于工作在C类,Ube处于反偏,电流流过仅在导通角,ic为余弦脉冲,如图所示: 调谐功率放大器的集电极电流波形ic可以用傅里叶级数表示如下: tnItIIicncccoccoscos1 直流分量的基波分量的大小 n 次谐波分量的大小 3. LC电路配合三极管进行线性放大(1)从波形上看,Uc1和Ui是反相的,这是由于窄带高频功放第一段的工作特性造成的Eb000Urubeibtt 谐振时,谐振电路为纯电阻。

IC1cost00uceEcicttUc1cost(2)为了获得最大功率,Uc1越接近Ec越好。 3.LC回路配合三极管进行线性放大(< @1)从波形上看,Uc1和Ui反相,这是由于Eb000Urubeibtt工作特性窄带高频功放第一段谐振,谐振电路纯IC1cost00uceEcicttUc1cost(2)为了获得最大功率,Uc1越接近Ec越好。第二节C类调谐功率放大器的组成原理及分析方法2.基极偏置电路有四种,如图:可以小于Ur的正偏置或负偏置构成C类功放,一、C类调谐电源的组成原理3.集电极直流供电电路 (a)串联供电方式串联供电方式并联供电方式----供电方式m连接网络功率管常有两种使用方式: 优点:EC、LC、CC处于高频地电位,分布电容不影响LC回路。电源、匹配网络、功率管串联。如图3 集电极直流供电电路 (b) 并联供电方式——电源、匹配网络、功率管并联。如图所示优点:LC电路为直流地电位电容分压式阻抗变换分析电路证明n,L、C元件可接地,安装方便。二、调谐功放的C类分析方法以C类功放为例,功放管是非线性工作的,非线性电路分析方法很难用,工程上一般采用一种近似方法,称为折线分析法。

这种方法是用几条直线组成一条折线来逼近非线性器件的实际曲线,简化了问题分析。集电极电流和导通角)(截止点00i处的截止点tic,代入上式,再代入上式得到(一)调谐功率性能分析)放大器 U ribribirbcUEUtUEtUUEGticos0cos)cos()(iiciic,citibrUEU  arccos2ubebet2UrEbicm这个公式才有意义分母briEUU. t2 ,,  2 , 0,输出电流达到最大值Icm)cos1 (i)(irbcmGUUUEGI 因此,原公式可表示为:  nn11ttItGUttiiccmi22coscoscoscos)cos(cos))((nt20n这是用脉冲幅度 Icm 和半导角  表示的余弦脉冲电流的表达式。使用傅里叶级数分析 tnItItIIticncccc2coscoscos)(210 其中直流分量 Ic0、基波分量 Ic1、和第n次谐波幅度Icn是1I( 2I(2cos(cossin)cos1)cos(cos1))(10coscmcmcctdtItdtiI) 2()cos<@ 1)(1(cossinsincos2)(coscos1)cos(cos<@ 1)(cos)(12 InnnnnnttdntIttdntiIcmccn cos(I 1cossin)coscos1)cos1)cos)(11cmcmccttdtttdtiI设分解余弦脉冲系数,表征每个谐波分量 cmcnnII 的比例。最大幅度分量为cos1cossin100cmcII直流分解系数:cos1cossin111cmcII)cos1)(1(cos sin sincos22nnnnnIIcmcnn 基本波分 解系数:n次谐波分解系数:为了计算方便,将与φ的关系绘制成曲线如下图: (<@ 1)当φ不变时,1>2>3,即谐波次数越高,幅度越小(表示能量分布);(2)每个谐波都有自己的最大幅度和对应φ的零值;(所以φ可以根据放大和抑制的谐波要求来选择)(3)(证明直0(3) (证明直流更多地转化为交流输出)1(4)当φ>90时,值,此时三次谐波分量的初始相位与基波的初始相位相反,二次谐波。此时,Ic3cos3t在 ic(t) 中为负值。

3 为负 12. 集电极电源提供的直流电 Ec cmcccdcIEEIEP003. 集电极输出基波功率 UU2112211111111RRIEIUIPcccccc111102222 其中称为为集电极电压利用系数; ccEU1R谐振电阻4.效率0101102121ccccdcIEUIPP显然电容分压式阻抗变换分析电路证明n,输出功率P0、效率与和有关,01P0 ; 。从图中可以看出,要使P0、更大,1、需要=70o80o,此时管道工作在C级。为了使P更大, 1要大一些,即应为115.集电极功率损耗Pc)21(21101100cmcccccdccIEIUIEPPP表示Pc也与导通角0有关(二)调谐功率放大器的动态分析1.晶体管的集电极动态特性列出输出环路方程tUEUcccecosccecUUEtcos))(())((cececcUEUUUUEEGGttUUUUEEGGiiU coscirbirbc显然这是一个直线方程EU let then cce)(rbcUEGi将此点设为B点,因为EbUr,所以ic是负值。

但是电流不能倒流,所以B点是虚点。如图所示:通过A点和B点的动载荷线如图所示。将此点设为A点,则0cicosccibrcceUEUEUEUBAIcmicuuceuceEc-UccosEcNG(Eb-Ur)222tCUc a 除了回路的谐振电阻R之外,还是a参数的曲折线后的输出特性曲线如下页图所示:(不同R时的三个负载线)(1)当R较小时(负载线1):欠压状态Uc1小,此时管子工作在放大区,ic受ib控制,Icm较大。由于电压利用系数太大,称为欠压状态。因此,Pc较大,η不高。欠型(2) R中等(负载线2):动态负载线刚好经过临界饱和线的拐点,此时Uc2大,Icm 不会降低多少,因此输出功率更大,效率更高,称为临界状态。

临界状态下,最佳电压利用系数:ccescccoptEUEEU最佳负载电阻:cmcoptoptIER1AB (3)当R较大时(负载线3):此时当管子工作在饱和区时,ic受Uce控制,称为过压状态。RUc3 ucemin动态工作点会移动到A点。到达A点后,继续增加 ucemax ,则动态功点将从AB沿临界饱和线,所以此时电流为凹脉冲波,如图所示,输出电流、输出电压、功率、和电路谐振电阻R的效率。 (1) Ic1、 Ico, Uc变化为R Uc=Ic1R 当欠压为欠压时,R  Ic1、 Ico为基本不变 RII 基本不变 Ic1、 Ico, UcUcIcoUc 过压时,R Ic1、 Ico Uc有小幅增加,所以Ic1、 Ico, Uc变化曲线R 如图所示。欠压和过压ervoltagecritical RIc1(2) Po, Pdc, Pc, η随R变化 欠压、欠压、过压和过压临界阈值RηcPdcPo, Pdc, Pc, ηPoPc Pdc=IcoEc 因为Ec=常数,所以Pdc的变化规律为类似于ICO。

 po=Ic1Uc/2,在欠压区:Ic1基本不变,Uc线性增加,所以Po也线性增加;过压区U基本不变 过压区:Uc基本不变,所以Po的变化规律与Ic1类似。因此,P的可变放大器的负载特性Pc=Pdc-PoccEU0121η与Uc相似。功放负载特性 功放负载特性总结:(1)在电压下,ic变化很小,相当于恒流源。适用于线性功放,但η。应该需要注意的是R不能太小,否则P太大,管子太大,可能会损坏管子。(2)临界:高,适合强放电。ηPo,η分别为( 3)在超压下,Uc基本不等于恒压源;级,为后级提供稳定的励磁电压,但是R过大,输出非线性失真会增加。大 R  太大 Uc uce=Ec+Uc(t) BUceR ,会击穿管子 η高,适用于调谐功放实用电路中三段一、 160MHZ , 13W调谐功放电路底座采用自给偏压,使其可工作于C类,工作于cl ass C. C1、 C2、L1、 L2、 C3、 C4 分别是输入和输出匹配网络。集电极供电为并联供电方式。功率增益可达9dB,50Ω负载可提供13W功率。

CC 无法显示图像。计算机可能没有足够的内存来打开图像,或者图像可能已损坏。请重新启动计算机并重新打开文件。如果红色“x”仍然出现,您可能需要删除图像并重新插入。电路如图所示。 二、175MHZVMOS管调谐功放电路如图,栅极采用C1、C2、C3、L1组成的T型匹配网络,漏极采用由L2、、L3、 C6、 C7、C8组成的型匹配网络,由型匹配网络C8、栅极和漏极组成都是并联电源。 VMOS管的主要优点:动态范围大、输入阻抗高(可达108)等。本电路的功率增益可达10dB,效率大于50%,可为负载提供10W功率50三、50MHZ、25W调谐功放电路如图所示,L2、L3、C3、C4组成匹配网络,集电极为并联供电。该电路的功率增益为 7dB,可为 50 负载提供 10W 的功率。第四节 宽带高频功放及功率合成 不能满足高频宽带功放的需要,所以不能满足高频宽带功放的需要。因此,对于前面提到的许多调谐功率放大器来说,优点是:效率高、带宽窄。信道通信系统的宽带高频设备必须使用高频宽带功率放大器。第四节宽带高频功放及功率合成高频宽带功放:负载为传输线,具有较宽的带宽,其最大f可达千兆赫。这类功放的缺点:η低,功率小。

当需要大功率输出时,需要功率合成技术。 一、输电线路变压器(一)输电线路变压器的结构及等效电路如下:1:1逆变输电线路变压器的结构:两根等长的导线紧密缠绕在磁环组成示意图 等效电路图 传输线变压器和普通变压器传递能量的方式不同,前者在两根导线之间的介质中传播,后者将磁力线感应的能量传递给负载。(二)传输线变压器具有高宽带特性,在高频情况下,两根导线之间固有的分布电感、电阻和分布电容不容忽视,等效电路如下图所示:IIUjc由等效电路组成电路,称为相移常数,:传输线的长度。2当传输线没有损耗或工作时频率很高,特性阻抗 CLZc所以,传输线输入阻抗) 2tan( )2tan(11LccLcijRZjZRZIUZ 其中,2URLRL2.高频工作时,RL上得到的功率也是频率的函数,) (fZi表示传输线有一定的上限频率。 1.低频工作时,LiRZ 12  表示信号直接加到负载上,即传输功率与频率无关,下限频率为零。 ②此时传输线上各点的电压和电流为CLZRmin81扩大上限频率有两种方式:输电线路变压器依靠输电线路传输能量,上限条件取决于输电线路、终端的匹配度和传输线长度,下限取决于初级绕组线圈的电感。

结论:(三)几种实用的输电线路变压器1.1:1输电线路变压器(也称逆变变压器):如图,因为没有损耗,所以叫1:1反相输电线路变压器,要获得最大功率输出,信号源与输电线路、输电线路与负载要匹配,此时244231UUULcsRZZZR4231 csLsLLssLZURURRRURIP4422222max0(三)几种实用的传输线变压器1.1:1传输线变压器(也称为逆变变压器):在实践中,很少有这样的情况RL=Rs,所以1:1传输线变压器很少用作阻抗匹配元件,而更多用作逆变器或不平衡-平衡或平衡-不平衡转换,这两种转换电路示为RsRs2Rs1usus2us1RLRL/2RL/244123123 unbalanced-balanced转换平衡 - 不平衡转换 2. 4: 1 或 1: 4 传输线变压器:用作阻抗变换(三) 几种实际的传输线变压器显示为 high Rs high RL low RL low RsU1U2I1ILI2( )(a)( b)(b) 以(a)为例分析:如果CLZIUIUUC2211是理想传输线,实现阻抗匹配,那么ciiiZIUIUIUR2211121 如果传输线很短,U1=U2,I1=I2 从图中可以看出,IL =I1+I2=2I2,所以有22222CLLZIUIUR 因此,Ri=2ZC=4RL,实现4:1阻抗变换。

3。高变比输电线路变压器 当变比高于 4:1 时,称为高变比输电线路变压器,如 9:1、16:1 输电变压器等,这里我们给出 9 的两种不同的电路形式: 1 传输线变压器:(三) 几个实用的传输线变压器 87ILI1I1856756RLRSRSRL(a)(b)I2I1'I2'IiIL 从图(a)的电路可以看出,它实际上是由两台相同的输电线路变压器,由于3、5端子相连,所以两个初级绕组的电流相等,即输电线路无损时I1iIII/22,U1=U1'=U2'= U2 so Ui=U​​1+U2+U2'=3U2'=3UL 即UL=Ui/3 and IL=I1+I2+I2'=3I1=3Ii1 : 9:919133LiiiiiiLLLRRRIUIUIUR图(b)组成原理与4:1类似,相当于一个匝数比为3:1、阻抗变换比为9:1的变压器。 ng,负载将获得信号源的所有输入功率。即PL=ILUL =Pi=IiUi -----(A)U3-4=U5-6=U7-8=U1-2=UI1 所以U U 所以Ui=U3-4+U5-6+U7- 8=3U --- (B) UU3U (B) 这种传输变压器结构简单,易于实现,但缺点是每个初级绕组过长时,由于分布参数的影响。 UL=ILRL= U1-2=U =Ui/3 ---(C) 所以 iiiLLLRIUIUR9133 为 Ri: RL=9: 1二、 宽带功放示例的典型电路如图所示图:第一级、第二级 两个分压电流负反馈偏置电路都用来保证放大器工作在A类线性状态。

第一级的输出接两个串联的4:1阻抗转换电路,得到16:1的变比,实现两级之间的一、阻抗匹配。第二级输出采用4:1阻抗转换电路,实现高阻输出与低负载的匹配。 三、功率合成技术:使用多个功率放大器同时放大输入信号,然后使用合成技术将多个输出功率相加得到总功率(最高可达几千瓦) 理想的合成器条件:(< @1)无损合成各功放输出功率;(2)各单元之间有很好的隔离;()功率合路器的组成以传输线变压器为基础,外加电阻和其他组件。其原理框图如图所示:(3)工具...

点击这里复制本文地址

威鹰网 © All Rights Reserved.  Copyright Your WebSite.Some Rights Reserved.